在一般的隔離電源中，光耦隔離反饋是一種簡單、低成本的方式。但對于光耦反饋的各種連接方式及其區(qū)別，目前尚未見到比較深入的研究。而且在很多場合下，由于對光耦的工作原理理解不夠深入，光耦接法混亂，往往導致電路不能正常工作。本研究將詳細分析光耦工作原理，并針對光耦反饋的幾種典型接法加以對比研究。

1、常見的幾種連接方式及其工作原理

常用于反饋的光耦型號有 TLP521、PC817 等。這里以 TLP521 為例，介紹這類光耦的特性。

TLP521 的原邊相當于一個發(fā)光二極管，原邊電流 If 越大，光強越強，副邊三極管的電流 Ic 越大。副邊三極管電流 Ic 與原邊二極管電流 If 的比值稱為光耦的電流放大系數(shù)，該系數(shù)隨溫度變化而變化，且受溫度影響較大。作反饋用的光耦正是利用“原邊電流變化將導致副邊電流變化”來實現(xiàn)反饋，因此在環(huán)境溫度變化劇烈的場合，由于放大系數(shù)的溫漂比較大，應盡量不通過光耦實現(xiàn)反饋。此外，使用這類光耦必須注意設計外圍參數(shù)，使其工作在比較寬的線性帶內，否則電路對運行參數(shù)的敏感度太強，不利于電路的穩(wěn)定工作。

通常選擇 TL431 結合 TLP521 進行反饋。這時，TL431 的工作原理相當于一個內部基準為 2.5V 的電壓誤差放大器，所以在其 1 腳與 3 腳之間，要接補償網(wǎng)絡。

常見的光耦反饋第 1 種接法，如圖 1 所示。圖中，Vo 為輸出電壓，Vd 為芯片的供電電壓。com 信號接芯片的誤差放大器輸出腳，或者把 PWM 芯片(如 UC3525)的內部電壓誤差放大器接成同相放大器形式，com 信號則接到其對應的同相端引腳。注意左邊的地為輸出電壓地，右邊的地為芯片供電電壓地，兩者之間用光耦隔離。

圖 1 所示接法的工作原理如下：當輸出電壓升高時，TL431 的 1 腳(相當于電壓誤差放大器的反向輸入端)電壓上升，3 腳(相當于電壓誤差放大器的輸出腳)電壓下降，光耦 TLP521 的原邊電流 If 增大，光耦的另一端輸出電流 Ic 增大，電阻 R4 上的電壓降增大，com 引腳電壓下降，占空比減小，輸出電壓減小;反之，當輸出電壓降低時，調節(jié)過程類似。

常見的第 2 種接法，如圖 2 所示。與第 1 種接法不同的是，該接法中光耦的第 4 腳直接接到芯片的誤差放大器輸出端，而芯片內部的電壓誤差放大器必須接成同相端電位高于反相端電位的形式，利用運放的一種特性——當運放輸出電流過大(超過運放電流輸出能力)時，運放的輸出電壓值將下降，輸出電流越大，輸出電壓下降越多。因此，采用這種接法的電路，一定要把 PWM 芯片的誤差放大器的兩個輸入引腳接到固定電位上，且必須是同向端電位高于反向端電位，使誤差放大器初始輸出電壓為高。

圖 2 所示接法的工作原理是：當輸出電壓升高時，原邊電流 If 增大，輸出電流 Ic 增大，由于 Ic 已經(jīng)超過了電壓誤差放大器的電流輸出能力，com 腳電壓下降，占空比減小，輸出電壓減小;反之，當輸出電壓下降時，調節(jié)過程類似。

常見的第 3 種接法，如圖 3 所示。與圖 1 基本相似，不同之處在于圖 3 中多了一個電阻 R6，該電阻的作用是對 TL431 額外注入一個電流，避免 TL431 因注入電流過小而不能正常工作。實際上如適當選取電阻值 R3，電阻 R6 可以省略。調節(jié)過程基本上同圖 1 接法一致。

常見的第 4 種接法，如圖 4 所示。該接法與第 2 種接法類似，區(qū)別在于 com 端與光耦第 4 腳之間多接了一個電阻 R4，其作用與第 3 種接法中的 R6 一致，其工作原理基本同接法 2。

2、各種接法的比較

在比較之前，需要對實際的光耦 TLP521 的幾個特性曲線作一下分析。首先是 Ic-Vce 曲線，如圖 5，圖 6 所示。

由圖 5、圖 6 可知，當 If 小于 5mA 時，If 的微小變化都將引起 Ic 與 Vce 的劇烈變化，光耦的輸出特性曲線平緩。這時如果將光耦作為電源反饋網(wǎng)絡的一部分，其傳遞函數(shù)增益非常大。對于整個系統(tǒng)來說，一個非常高的增益容易引起系統(tǒng)不穩(wěn)定，所以將光耦的靜態(tài)工作點設置在電流 If 小于 5mA 是不恰當?shù)模O置為 5～10mA 較恰當。

此外，還需要分析光耦的 Ic-If 曲線，如圖 7 所示。

由圖 7 可以看出，在電流 If 小于 10mA 時，Ic-If 基本不變，而在電流 If 大于 10mA 之后，光耦開始趨向飽和，Ic-If 的值隨著 If 的增大而減小。對于一個電源系統(tǒng)來說，如果環(huán)路的增益是變化的，則將可能導致不穩(wěn)定，所以將靜態(tài)工作點設置在 If 過大處(從而輸出特性容易飽和)，也是不合理的。需要說明的是，Ic-If 曲線是隨溫度變化的，但是溫度變化所影響的是在某一固定 If 值下的 Ic 值，對 Ic-If 比值基本無影響，曲線形狀仍然同圖 7，只是溫度升高，曲線整體下移，這個特性從 Ic-Ta 曲線(如圖 8 所示)中可以看出。

由圖 8 可以看出，在 If 大于 5mA 時，Ic-Ta 曲線基本上是互相平行的。

根據(jù)上述分析，以下針對不同的典型接法，對比其特性以及適用范圍。本研究以實際的隔離半橋輔助電源及反激式電源為例說明。

第 1 種接法中，接到電壓誤差放大器輸出端的電壓是外部電壓經(jīng)電阻 R4 降壓之后得到，不受電壓誤差放大器電流輸出能力影響，光耦的工作點選取可以通過其外接電阻隨意調節(jié)。

按照前面的分析，令電流 If 的靜態(tài)工作點值大約為 10mA，對應的光耦工作溫度在 0～100℃變化，值在 20～15mA 之間。一般 PWM 芯片的三角波幅值大小不超過 3V，由此選定電阻 R4 的大小為 670Ω，并同時確定 TL431 的 3 腳電壓的靜態(tài)工作點值為 12V，那么可以選定電阻 R3 的值為 560Ω。電阻 R1 與 R2 的值容易選取，這里取為 27k 與 4.7k。電阻 R5 與電容 C1 為 PI 補償，這里取為 3k 與 10nF。

實驗中，半橋輔助電源輸出負載為控制板上的各類控制芯片，加上多路輸出中各路的死負載，最后的實際功率大約為 30w。實際測得的光耦 4 腳電壓(此電壓與芯片三角波相比較，從而決定驅動占空比)波形，如圖 9 所示。對應的驅動信號波形，如圖 10 所示。

圖 10 的驅動波形有負電壓部分，是由于上、下管的驅動繞在一個驅動磁環(huán)上的緣故。可以看出，驅動信號的占空比比較大，大約為 0.7。

對于第 2 種接法，一般芯片內部的電壓誤差放大器，其最大電流輸出能力為 3mA 左右，超過這個電流值，誤差放大器輸出的最高電壓將下降。所以，該接法中，如果電源穩(wěn)態(tài)占空比較大，那么電流 Ic 比較小，其值可能僅略大于 3mA，對應圖 7，Ib 為 2mA 左右。由圖 6 可知，Ib 值較小時，微小的 Ib 變化將引起 Ic 劇烈變化，光耦的增益非常大，這將導致閉環(huán)網(wǎng)絡不容易穩(wěn)定。而如果電源穩(wěn)態(tài)占空比比較小，光耦的 4 腳電壓比較小，對應電壓誤差放大器的輸出電流較大，也就是 Ic 比較大(遠大于 3mA)，則對應的 Ib 也比較大，同樣對應于圖 6，當 Ib 值較大時，對應的光耦增益比較適中，閉環(huán)網(wǎng)絡比較容易穩(wěn)定。

同樣，對于上面的半橋輔助電源電路，用接法 2 代替接法 1，閉環(huán)不穩(wěn)定，用示波器觀察光耦 4 腳電壓波形，有明顯的振蕩。光耦的 4 腳輸出電壓(對應于 UC3525 的誤差放大器輸出腳電壓)，波形如圖 11 所示，可發(fā)現(xiàn)明顯的振蕩。這是由于這個半橋電源穩(wěn)態(tài)占空比比較大，按接法 2 則光耦增益大，系統(tǒng)不穩(wěn)定而出現(xiàn)振蕩。

實際上，第 2 種接法在反激電路中比較常見，這是由于反激電路一般都出于效率考慮，電路通常工作于斷續(xù)模式，驅動占空比比較小，對應光耦電流 Ic 比較大，參考以上分析可知，閉環(huán)環(huán)路也比較容易穩(wěn)定。

以下是另外一個實驗反激電路，工作在斷續(xù)模式，實際測得其光耦 4 腳電壓波形，如圖 12 所示。實際測得的驅動信號波形，如圖 13 所示，占空比約為 0.2。

因此，在光耦反饋設計中，除了要根據(jù)光耦的特性參數(shù)來設置其外圍參數(shù)外，還應該知道，不同占空比下對反饋方式的選取也是有限制的。反饋方式 1、3 適用于任何占空比情況，而反饋方式 2、4 比較適合于在占空比比較小的場合使用。

3、結束語

本研究列舉了 4 種典型光耦反饋接法，分析了各種接法下光耦反饋的原理以及各種限制因素，對比了各種接法的不同點。通過實際半橋和反激電路測試，驗證了電路工作的占空比對反饋方式選取的限制。最后對光耦反饋進行總結，對今后的光耦反饋設計具有一定的參考價值。